JP2004012387A

JP2004012387A - Device for detecting rotational angular position of rotor and motor controller using the same

Info

Publication number: JP2004012387A
Application number: JP2002168966A
Authority: JP
Inventors: Masaru Kobayashi; 小林　勝
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-06-10
Filing date: 2002-06-10
Publication date: 2004-01-15

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a device for detecting a rotational angular position of a rotor, having inexpensive constitution without an R/D converter. <P>SOLUTION: An amplitude modulation signal (SIN) and an amplitude modulation signal (COS) of a resolver are introduced, and amplitude modulation signal (SIN)/amplitude modulation signal (COS)=amplitude ratio signal (TAN) and amplitude modulation signal (COS)/amplitude modulation signal (SIN)=amplitude ratio signal (COT) are calculated therefrom. The rotational angle θ of the rotor is detected on the basis of the calculated amplitude ratio signal (TAN) and the amplitude ratio signal (COT). Further, a section division value is outputted by dividing the rotational angle θ of the rotor into the sections per 30 degrees, on the basis of the amplitude ratio signal (TAN) and the amplitude ratio signal (COT). <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はロータの回転角度を検出する位置検出装置およびその装置を用いた電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
回転角度を検出する位置検出装置として、従来より一相励磁二相出力方式のレゾルバと組み合わせて回転角度を検出する位置検出装置が知られている。この従来の位置検出装置の構成例として、図７に示されるものがある。１は一相励磁二相出力型のレゾルバを模式的に表したものであり、ロータ４、励磁コイル５、二次コイル（ＳＩＮ）６、二次コイル（ＣＯＳ）７から構成される。２ａは位置検出器を模式的に表したものであり、励磁回路８、入力インターフェイス回路９、Ｒ／Ｄコンバータ１２から構成される。入力インターフェイス回路９を構成する主なものとして差動増幅器Ａ１０、差動増幅器Ｂ１１を図示している。３はレゾルバ１と位置検出器２ａを結ぶ信号伝送線である。
【０００３】
まず励磁回路８にて周期信号Ｅ_Ｒ１Ｒ２（一般的には正弦波信号）を生成する。信号伝送線３を経て励磁コイル５に周期信号Ｅ_Ｒ１Ｒ２を入力すると、ロータ４の回転角度θに応じた誘導電圧が二次コイル（ＳＩＮ）６、二次コイル（ＣＯＳ）７の両端に発生する。ここで、二次コイル（ＳＩＮ）６には正弦波状に振幅変調された信号Ｅ_Ｓ２Ｓ４が、二次コイル（ＣＯＳ）７には余弦波状に振幅変調された信号Ｅ_Ｓ１Ｓ３が、それぞれ誘起される。この振幅変調信号が、すなわちレゾルバの位置信号であり、以降は信号Ｅ_Ｓ２Ｓ４を振幅変調信号（ＳＩＮ）、信号Ｅ_Ｓ１Ｓ３を振幅変調信号（ＣＯＳ）と表記する。振幅変調信号（ＳＩＮ）及び振幅変調信号（ＣＯＳ）は信号伝送線３を経て入力インターフェイス回路９に入力される。振幅変調信号は入力インターフェイス回路９内の差動増幅器にて信号増幅されて励磁回路８からの励磁信号と共にＲ／Ｄコンバータ１２へ取り込まれる。Ｒ／Ｄコンバータ１２では、例えばトラッキング方式といったレゾルバ／ディジタル（Ｒ／Ｄ）変換方式により回転角度が算出される。
【０００４】
また、従来の電動機制御装置の構成例として、図８に示されるものがある。これは、一相励磁二相出力方式のレゾルバを角度検出センサとして適用して電動機を制御する電動機制御装置を示すブロック図である。
図８において、１はレゾルバ、２ａは位置検出器、３は信号伝送線、１５は電動機、１６は直流電源、１７は電力変換装置、１８ａはＵ相電流検出器、１８ｂはＶ相電流検出器、１９はゲート駆動回路、２０は電力変換半導体、２１ａはＵ相上アームスイッチング素子、２１ｂはＵ相下アームスイッチング素子、２２ａはＵ相上アームフライホイールダイオード、２２ｂはＵ相下アームフライホイールダイオード、３０は制御演算装置、３１は電流信号入力回路、３２はベクトル制御演算回路、３３ａはゲート信号生成回路である。
【０００５】
次に、動作について説明する。電力変換装置１７は直流電源１６からの直流電力を交流電力に変換して電動機１５に供給する。その際、直流電力から交流電力への変換は電力変換半導体２０のパワー素子を構成するスイッチング素子をスイッチングすることによりなされる。なお、パワー素子はスイッチング素子２１とフライホイールダイオード２２とから構成される。図８にはＵ相スイッチング素子２１ａ，２１ｂとＵ相フライホイールダイオード２２ａ，２２ｂのみを図示しているが、この他、Ｖ相スイッチング素子２１ｃ，２１ｄとＶ相フライホイールダイオード２２ｃ，２２ｄ、およびＷ相スイッチング素子２１ｅ，２１ｆとＷ相フライホイールダイオード２２ｅ，２２ｆが存在する。スイッチングのために制御演算装置３０内のゲート信号生成回路３３ａにて生成されるゲート駆動信号Ｇｕｈ，Ｇｕｌ，Ｇｖｈ，Ｇｖｌ，Ｇｗｈ，Ｇｗｌが電力変換装置１７内のゲート駆動回路１９に伝達される。ゲート駆動回路１９はゲート信号を波形整形、電位変換してスイッチング素子のゲートをＯＮ／ＯＦＦさせる。
【０００６】
ここで、制御演算装置３０では電動機１５を駆動するために、いかに電圧を印可すべきか、すなわち、いかにスイッチング素子をスイッチングするかの演算を行う。いかに電圧を印可すべきかは、電動機の制御方法により様々な種類のものが存在するが、電動機の発生トルクを精度良く制御する方法としてベクトル制御法と呼ばれる手法が良く用いられる。この方法では、三相交流である電圧、電流等の諸量を、磁束の方向と一致して回転する座標軸（ｄ軸）と、これに直交して回転する座標軸（ｑ軸）とにベクトル分解し、直交座標上での電圧、電流を調整・制御することで発生トルクを制御する。電動機として永久磁石式同期機を対象とした場合の回転直交座標（ｄ，ｑ座標）上での電圧と電流の関係は次式となる。
【０００７】
【数１】

但し、　Ｖｄはｄ軸電圧、Ｖｑはｑ軸電圧、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ｒａは一次抵抗、Ｌはインダクタンス、φａは磁石磁束、ωは回転角速度である。
【０００８】
この時の電動機の発生トルクτｍは次式で表わされる。
【数２】

但し、Ｐｍは電動機の極対数である。極対数Ｐｍ及び磁石磁束φａは電動機によって固定の量であり、発生トルクτｍの調整はｑ軸電流ｉｑの量を調整することによりなされる。
【０００９】
このため電流検出器１８ａ，１８ｂにて電動機１５に流れる三相交流電流値を検出し電流信号入力回路３１に伝送し、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖとなす。ｉｕ、ｉｖに基づき三相座標上の電流を回転直交座標上のｄ軸、ｑ軸にベクトル分解してｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを算出する。更にこのｉｄ、ｉｑを用いて所望の発生トルクτｍを得るべきｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑを算出し、これを再びベクトル分解して三相交流座標上に変換し、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を算出する。
【００１０】
以上の演算はベクトル制御演算回路３２でなされ、三相の電圧指令はゲート信号生成回路３３ａに伝達される。ゲート信号生成回路３３ａは、公知の三角波比較正弦波近似ＰＷＭ法などの手法によりゲート信号を生成する。ゲート信号は、ゲート駆動回路１９を経てスイッチング素子２１をスイッチングし、ひいては電動機１５を制御することとなる。この際、三相交流座標から回転直交座標、あるいはこの逆の座標変換には、位置検出器２ａで検出されるレゾルバ１の回転角度すなわち電動機１５の回転角度が用いられる。
【００１１】
図９はベクトル制御法におけるゲート信号の波形例である。図において全角度範囲０〜３６０度にわたり平均的には正弦波状に分布するようにＰＷＭされる。上アームのゲート信号と下アームのゲート信号は互いに相補の関係である。
【００１２】
またさらに、この他の従来の電動機制御装置の構成例として、図１０に示されるものがある。これは、ホールセンサを角度検出センサとして適用した電動機を制御する電動機制御装置である。図１０において図８と同一の符号は、同一の働き、動作をする。ここで、３３ｂはゲート信号生成回路、３４は区間識別手段、３６はホールセンサである。
【００１３】
図１１はホールセンサ３６の詳細な構成を表す図である。図１１において、３７は回転磁性体、３８ａはＵ相ホール素子／ホールＩＣ、３８ｂはＶ相ホール素子／ホールＩＣ、３８ｃはＷ相ホール素子／ホールＩＣである。ホールセンサ３６は回転磁性体３７による磁束を、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）それぞれ電気角度的に１２０度ずつ位相差をもって配置されるホール素子／ホールＩＣ　３８ａ〜ｃにより検出し、この磁束の変化から回転角度を検出する装置である。ホール素子／ホールＩＣからはＵ−ｓｎｓ、Ｖ−ｓｎｓ、Ｗ−ｓｎｓの三相（ｕ，Ｖ，Ｗ）それぞれが角度一周期につき１パルスで相互に１２０度ずつの位相差を持った矩形信号を出力する。各出力信号の論理（‘Ｈ’か‘Ｌ’）の組み合わせにより角度一周（３６０度）を６０度ごとに分解して各区間を区分して検出することができる。
【００１４】
図１２はホールセンサ出力信号と角度区間識別の関係を表している。すなわちＵ−ｓｎｓ、Ｖ−ｓｎｓ、Ｗ−ｓｎｓがそれぞれ”Ｈ−Ｌ−Ｈ”の時は区間Ｉ：３０〜９０度と、”Ｈ−Ｌ−Ｌ”の時は区間ＩＩ：９０〜１５０度と、”Ｈ−Ｈ−Ｌ”の時は区間ＩＩＩ：１５０〜２１０度と、”Ｌ−Ｈ−Ｌ”の時は区間ＩＶ：２１０〜２７０度と、”Ｌ−Ｈ−Ｈ”の時は区間Ｖ：２７０〜３３０度と、”Ｌ−Ｌ−Ｈ”の時は区間ＶＩ：３３０〜３０度と、それぞれ区間識別することができる。
【００１５】
制御演算装置３０内の区間識別手段３４は、ホールセンサ３６からのＵ−ｓｎｓ、Ｖ−ｓｎｓ、Ｗ−ｓｎｓ信号を入力して、上記手法により角度の区間識別を行い、識別結果をゲート信号生成回路３３ｂへ伝送する。ゲート信号生成回路３３ｂは、例えば公知の１２０度通電法といった矩形波スイッチング法によりゲート信号を生成し、ゲート駆動回路１９へ伝送する。つづいて、ゲート駆動回路１９の出力により、電力変換半導体２０内のスイッチング素子２１がスイッチングされる。１２０度通電という呼称は、全角度範囲（０〜３６０度）において１２０度の区間をスイッチＯＮすることを指す。
【００１６】
その一例として図１２の角度区間とゲート信号出力の関係で表される形式のものがある。すなわち、Ｕ相上側スイッチング素子を区間Ｉ：３０〜９０度及び区間ＩＩ：９０〜１５０度の間スイッチＯＮし、さらに区間ＩＩ：９０〜１５０度ではＰＷＭスイッチングする。また、Ｕ相下側スイッチング素子を区間ＩＶ：２１０〜２７０度及び区間Ｖ：２７０〜３３０度の間スイッチＯＮし、さらに区間Ｖ：２７０〜３３０度ではＰＷＭスイッチングするものである。Ｖ相、Ｗ相の上下スイッチング素子については、それぞれＵ相スイッチング素子のＯＮ区間から１２０度、２４０度の位相差をもってスイッチＯＮされる。ここで各ＰＷＭスイッチングのデューティは外部からのデューティ指示値Ｖａ＊あるいは制御演算装置３０内部で作成される値を用いて指定され、デューティを変化させることにより電動機１５に印可する電圧を調整する。
【００１７】
図１３は１２０度通電法におけるゲート信号の波形例である。図において各スイッチング素子は全角度範囲０〜３６０度のうち１２０度の間スイッチＯＮされ、またスイッチＯＮの区間の後半６０度にわたりＰＷＭされる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
従来の位置検出装置は上記のようにＲ／Ｄコンバータを備えた構成である。Ｒ／Ｄコンバータは角度検出を行うための重要部品であるとともに位置検出装置の構成要素の内で高いコスト比率を占めており、位置検出装置を廉価に製造する妨げとなっている。一方で廉価な位置検出装置として上記のホールセンサがある。ホールセンサを角度検出器として適用した電動機制御装置は従来例として示される通り比較的簡素な構成となる。しかしホールセンサは特に自動車の内燃機関直近に配置されるような用途には、周辺温度の上昇に対して耐性が低いという問題点があった。また、レゾルバと組み合わせる位置検出装置を１２０度通電法といった矩形波スイッチング法に適用する場合には、電気角度一周（３６０度）を６０度ごとに分解して各区間を区分するために、Ｒ／Ｄコンバータからの角度検出値を煩雑に読み込みながら区間の切り替わりを認識する必要があった。これを補うためホールセンサを模擬した信号を出力する機能を従たる機能として備えるＲ／Ｄコンバータも提供されているが、ホールセンサを使用した位置検出装置に比較して相対的に高価であるという問題があった。
【００１９】
この発明は上記の問題を解決するためになされたもので、Ｒ／Ｄコンバータを備えず廉価な構成であるロータの回転角度位置検出装置を提供すると共に、例えば矩形波スイッチング法と組み合わせて比較的簡素な電動機制御装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わるロータの回転角度位置検出装置は、励磁信号が励磁コイルに入力され、ロータの回転角度θに応じた誘導電圧を二次コイル（ＳＩＮ）に振幅変調信号（ＳＩＮ）として、かつ、二次コイル（ＣＯＳ）に振幅変調信号（ＣＯＳ）として、それぞれ出力するレゾルバ、このレゾルバの振幅変調信号（ＳＩＮ）と振幅変調信号（ＣＯＳ）が導入され、これらから振幅変調信号（ＳＩＮ）／振幅変調信号（ＣＯＳ）＝振幅比信号（ＴＡＮ）と振幅変調信号（ＣＯＳ）／振幅変調信号（ＳＩＮ）＝振幅比信号（ＣＯＴ）を算出し、算出した振幅比信号（ＴＡＮ）と振幅比信号（ＣＯＴ）を基にロータの回転角度θを検出する位置検出器を備えたものである。これにより、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない廉価な構成の位置検出装置を得ることができる。
【００２１】
また、位置検出器は、振幅比信号（ＴＡＮ）と振幅比信号（ＣＯＴ）を基に、ロータの回転角度θを３０度毎又は６０度毎の区間に区分して区間区分値を出力する区間識別手段を備えたものである。これにより、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない廉価な構成であり、さらにレゾルバと組み合わせる位置検出装置でありながら、ホールセンサの出力信号から得られる回転角度の区間識別と同様な機能を有する位置検出装置を得ることができる。
【００２２】
位置検出器は、上記区間区分値を所定の角度又は所定の時間だけ進み又は遅れて出力する出力タイミング調整手段を備えたものである。これにより、レゾルバの取り付けの工作性などに起因する回転角度検出誤差の補償、又は、回転角度検出値に対する区間区分値の出力タイミングの微調整の機能を有する位置検出装置を得ることができる。
【００２３】
位置検出器は、振幅変調信号（ＳＩＮ）の検波手段有し、検波した振幅変調信号（ＳＩＮ）の符号により、ロータの回転角度θが角度０〜１８０度内か角度１８０〜３６０度内かを識別するようにしたものである。これにより、ロータの回転角度θが角度０〜１８０度内か角度１８０〜３６０度内かを識別できる。
【００２４】
また、位置検出器は、振幅比信号（ＴＡＮ）の絶対値と振幅比信号（ＣＯＴ）の絶対値の大小を比較して、｜振幅比信号（ＴＡＮ）｜≦｜振幅比信号（ＣＯＴ）｜のときは、振幅比信号（ＴＡＮ）を採用し、｜振幅比信号（ＴＡＮ）｜＞｜振幅比信号（ＣＯＴ）｜のときは、振幅比信号（ＣＯＴ）を採用して、ロータの回転角度θを検出するようにしたものである。これにより、振幅比信号の絶対値が小さい範囲の値を用いて回転角度検出又は回転角度区分識別を行うため、演算誤差を減らすことができる。
【００２５】
また、パワー素子を内蔵した電力変換装置と、上記パワー素子のスイッチングを制御する制御演算装置とを備え、レゾルバを電動機の角度検出センサとして適用して電動機を制御する電動機制御装置において、請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の位置検出装置を備えたものである。これにより、特に自動車の内燃機関直近に配置されるような用途において周辺温度の上昇に対して充分な耐性を持つレゾルバを回転角度検出センサとして適用しつつ、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない位置検出装置を備えた廉価な電動機制御装置を得ることができる。
【００２６】
さらにまた、パワー素子を内蔵した電力変換装置と、上記パワー素子のスイッチングを制御する制御演算装置とを有し、レゾルバを電動機の角度検出センサとして適用して電動機を制御する電動機制御装置において、請求項４または請求項５記載の位置検出装置を備え、上記パワー素子のスイッチング制御信号が請求項４または請求項５記載の区間区分値に同期してなされるようにしたものである。これにより、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない位置検出装置を備え、さらに、矩形波スイッチング法と組み合わせてゲート信号生成のための演算動作を軽減できるため、より廉価な電動機制御装置を得ることができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は実施の形態１による位置検出装置を示すブロック図である。図１において、１は一相励磁二相出力方式のレゾルバ、２ｂは位置検出器、３は信号伝送線、４はロータ、５は励磁コイル、６は二次コイル（ＳＩＮ）、７は二次コイル（ＣＯＳ）、８は励磁回路、９は入力インターフェイス回路、１０は差動増幅器Ａ、１１は差動増幅器Ｂ、４０は割算器（ＴＡＮ）、４１は割算器（ＣＯＴ）、４２は角度検出演算手段、４３はＡ／Ｄ変換器（ＴＡＮ）、４４はＡ／Ｄ変換器（ＣＯＴ）、４５は角度変換手段、４６は区間識別手段、４７は出力タイミング調整手段、５０は検波手段である。
【００２８】
図１において、図７と同一符号は同様の機能を担う構成要素である。従来技術例と同様に、励磁回路８にて周期信号である励磁信号Ｅ_Ｒ１Ｒ２（一般的には正弦波信号）を生成し、信号伝送線３を経てレゾルバ１の励磁コイル５に入力する。この時、ロータ４の回転角度θに応じた誘導電圧が二次コイル（ＳＩＮ）６、二次コイル（ＣＯＳ）７の両端に発生する。ここで二次コイル（ＳＩＮ）６には正弦波状に振幅変調された信号Ｅ_Ｓ２Ｓ４が、二次コイル（ＣＯＳ）７には余弦波状に振幅変調された信号Ｅ_Ｓ１Ｓ３が誘起され、それぞれ振幅変調信号（ＳＩＮ）、振幅変調信号（ＣＯＳ）となす。
【００２９】
ここで、レゾルバ１の理想的な励磁信号、及び、振幅変調信号はそれぞれ次式で表される。
【数３】

但し、Ｋは励磁コイル５に対する二次コイル６，７の変圧比、θはロータ４の回転角度、ｆｒｅｆは励磁信号の周波数である。図２はθが単調増加している場合の励磁信号、振幅変調信号の波形例を示している。
【００３０】
ここで位置検出器２ｂの動作説明に先立ち、この発明の振幅変調信号の振幅比に基づく角度検出、および、レゾルバ角度を３０度毎の区間に区分する区間識別の動作原理について述べる。図４は、レゾルバ角度を３０度毎に区分したときの境における振幅変調信号（ＳＩＮ）、振幅変調信号（ＣＯＳ）、振幅比信号（ＴＡＮ）、振幅比信号（ＣＯＴ）の値を示している。ここで振幅変調信号の欄は、図２および（式４）、（式５）に示される振幅変調信号において、励磁（搬送波）成分を取り除いた検波後の振幅値を示している。すなわち、検波後の振幅変調信号（ＳＩＮ）＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎθとなり、角度０〜９０〜１８０度の間はプラス、１８０〜２７０〜３６０度の間はマイナスの値となる。また、検波後の振幅変調信号（ＣＯＳ）＝Ｋ・Ｅ・ｃｏｓθとなり、角度９０〜１８０〜２７０度の間はマイナス、２７０〜０〜９０度の間はプラスの値となる。
【００３１】
また、振幅比信号（ＴＡＮ）は振幅変調信号（ＳＩＮ）÷振幅変調信号（ＣＯＳ）の関係であり正接（ｔａｎ）関数となる。つまり角度θが増加している場合に、角度９０〜１８０〜２７０度の間、２７０〜０〜９０度の間で−∞から＋∞まで増加する。ここで角度θ＝３０、２１０度で振幅値１／√３、角度θ＝６０、２４０度で振幅値√３、角度θ＝１５０、３３０度で振幅値（−１／√３）、角度θ＝１２０、３００度で振幅値（−√３）、角度θ＝０、１８０度で振幅値０となる。さらに、振幅比信号（ＣＯＴ）は振幅変調信号（ＣＯＳ）÷振幅変調信号（ＳＩＮ）の関係であり、余接（ｃｏｔ）関数となる。つまり角度θが増加している場合に、角度０〜９０〜１８０度の間、１８０〜２７０〜３６０度の間で＋∞から−∞まで減少する。ここで角度θ＝６０、２４０度で振幅値１／√３、角度θ＝３０、２１０度で振幅値√３、角度θ＝１２０、３００度で振幅値（−１／√３）、角度θ＝１５０、３３０度で振幅値（−√３）、角度θ＝９０、２７０度で振幅値０となる。また、振幅比信号（ＴＡＮ）と振幅比信号（ＣＯＴ）の値は角度θ＝４５、２２５度において等しく１となり、角度θ＝１３５、３１５度において等しく−１となる。
【００３２】
これらを整理して図示すると、図５のように表される。すなわち振幅比信号（ＴＡＮ）、振幅比信号（ＣＯＴ）の値の（−√３）、（−１／√３）、０、１／√３、√３に対する大小関係を比較することで、角度０〜９０〜１８０度内の角度区分ＶＩｂ、Ｉａ、Ｉｂ、ＩＩａ、ＩＩｂ、ＩＩＩａ、角度１８０〜２７０〜３６０度内の角度区分ＩＩＩｂ、ＩＶａ、ＩＶｂ、Ｖａ、Ｖｂ、ＶＩａを識別することができる。角度０〜９０〜１８０度と角度１８０〜２７０〜３６０度の識別については、例えば検波後の振幅変調信号（ＳＩＮ）の符号により行うことができる。すなわち符号がプラスの場合は角度０〜９０〜１８０度であり、マイナスの場合は角度１８０〜２７０〜３６０度である。
【００３３】
さらに振幅比信号（ＴＡＮ）と振幅比信号（ＣＯＴ）の値同士の大小関係を比較して、角度検出、角度区分識別に採用する振幅比信号を適宜選択することができる。つまり、各振幅比信号の絶対値から、｜振幅比信号（ＴＡＮ）｜≦｜振幅比信号（ＣＯＴ）｜の場合は振幅比信号（ＴＡＮ）を選択し、｜振幅比信号（ＴＡＮ）｜＞｜振幅比信号（ＣＯＴ）｜の場合は振幅比信号（ＣＯＴ）を選択すれば、振幅比信号の絶対値が小さい範囲の値を用いて角度検出、角度区分識別を行うため、演算誤差を減らすことができる。これは振幅比信号を算出するために、割算演算を行う際のダイナミックレンジの設定に関連する。
【００３４】
以上の原理による位置検出器２ｂの動作は次のようになる。まず振幅変調信号（ＳＩＮ）、振幅変調信号（ＣＯＳ）が入力インターフェイス回路９に入力されて差動増幅器Ａ１０、差動増幅器Ｂ１１で増幅された後、割算器（ＴＡＮ）４０、割算器（ＣＯＴ）４１にそれぞれ伝送される。割算器（ＴＡＮ）４０では振幅変調信号（ＳＩＮ）÷振幅変調信号（ＣＯＳ）の演算が行われて振幅比信号（ＴＡＮ）が出力される。また割算器（ＣＯＴ）４１では振幅変調信号（ＣＯＳ）÷振幅変調信号（ＳＩＮ）の演算が行われて振幅比信号（ＣＯＴ）が出力される。
【００３５】
続いて、角度検出演算手段４２に各振幅比信号が入力されて、それぞれＡ／Ｄ変換器（ＴＡＮ）４３、Ａ／Ｄ変換器（ＣＯＴ）４４にてアナログ／ディジタル変換され数値データとして算出される。角度変換手段４５では正接（ｔａｎ）成分と余接（ｃｏｔ）成分の数値データを用いてレゾルバ角度を算出し角度検出値として出力する。算出の過程において、前述のように各数値データの絶対値の大小関係に基づいて、演算入力対象の数値データを演算誤差が少なくなるように選択し、この数値データの逆関数（ｔａｎ成分の場合はａｒｃｔａｎを、ｃｏｔ成分の場合はａｒｃｃｏｔ）を求める。逆関数を求めるには級数展開式に基づく方法など種々考えられるが、ｔａｎ成分、ｃｏｔ成分の数値データと角度検出値とを対応付けた変換マップを用いると演算量が少なく適切である。
【００３６】
また差動増幅器Ａ１０、差動増幅器Ｂ１１の出力は、検波手段５０へ伝送されて搬送波成分を取り除いた検波後の振幅変調信号Ｋ・Ｅ・ｓｉｎθ、Ｋ・Ｅ・ｃｏｓθが出力される。
【００３７】
続いて、検波後振幅変調信号は角度変換手段４５に入力される。角度変換手段４５では検波後振幅変調信号＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎθの符号からレゾルバ角度の０度〜９０度〜１８０度、１８０度〜２７０度〜３６０度の別を判別する。判別した結果、１８０度〜２７０度〜３６０度の範囲に有る場合は、数値データの逆関数の算出結果に１８０度を加算し、また、０度〜９０度〜１８０度の範囲に有る場合は数値データの逆関数の算出結果に何も加算せずに角度検出値となす。以上のようにして振幅変調信号を用いた二つの振幅比信号に基づいて、レゾルバ角度、即ち、レゾルバのロ−タの回転角度θが算出される。
【００３８】
一方、角度区間の識別および区間区分値の出力動作は以下のようになる。図３は、区間識別手段４６の詳細な構成を表すブロック図である。図３において、５１は正接（ｔａｎ）演算器、５２は区分手段（ＴＡＮ）、５３は区分手段（ＣＯＴ）、５４は絶対値演算器（ＴＡＮ）、５５は絶対値演算器（ＣＯＴ）、５６はコンパレータ、５７は切替スイッチである。
【００３９】
次に動作について説明する。まず、検波手段５０の出力Ｋ・Ｅ・ｓｉｎθ、Ｋ・Ｅ・ｃｏｓθと割算器（ＴＡＮ）４０の出力である振幅比信号（ＴＡＮ）、割算器（ＣＯＴ）４１の出力である振幅比信号（ＣＯＴ）、および、後述の出力タイミング調整手段４７が出力する調整成分Δθが区間識別手段４６に入力される。調整成分Δθは正接（ｔａｎ）演算器５１に入力されｔａｎ（Δθ）が算出される。区分手段（ＴＡＮ）５２にはｔａｎ（Δθ）、Ｋ・Ｅ・ｓｉｎθ、Ｋ・Ｅ・ｃｏｓθ、振幅比信号（ＴＡＮ）が入力される。
【００４０】
区分手段（ＴＡＮ）５２では、これら入力を元に角度区間の識別・区分が行われる。まず、調整成分Δθの影響を加味して次式の演算を行う。
【数４】

ただし　ｔａｎθは振幅比信号（ＴＡＮ）を算式として表現したものであり、ｔａｎ（θ＋Δθ）は調整成分Δθにより補正された後のタイミング補正後振幅比信号（ＴＡＮ）である。
【００４１】
続いて、タイミング補正後振幅比信号（ＴＡＮ）から、前述の動作原理に基づいて角度区間の識別を行う。まず、検波後振幅変調信号＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎθの符号からレゾルバ角度の０度〜９０度〜１８０度、１８０度〜２７０度〜３６０度の別を判別する。さらにレゾルバ角度が０〜９０〜１８０度に有り、かつ、タイミング補正後振幅比信号（ＴＡＮ）の値が［０，１／√３］の範囲の場合は区間ＶＩｂ、［１／√３，√３］の範囲の場合は区間Ｉａ、［√３，＋∞］の範囲の場合は区間Ｉｂ、［−∞，（−√３）］の範囲の場合は区間ＩＩａ、［（−√３），（−１／√３）］の範囲の場合は区間ＩＩｂ、［（−１／√３），０］の範囲の場合は区間ＩＩＩａと識別して、この区間区分値を出力する。また、レゾルバ角度が１８０〜２７０〜３６０度にあり、かつ、タイミング補正後振幅比信号（ＴＡＮ）の値が［０，１／√３］の範囲の場合は区間ＩＩＩｂ、［１／√３，√３］の範囲の場合は区間ＩＶａ、［√３，＋∞］の範囲の場合は区間ＩＶｂ、［−∞，（−√３）］の範囲の場合は区間Ｖａ、［（−√３），（−１／√３）］の範囲の場合は区間Ｖｂ、［（−１／√３），０］の範囲の場合は区間ＶＩａと識別して、この区間区分値を出力する。
【００４２】
区分手段（ＣＯＴ）５３においても、区分手段（ＴＡＮ）５２と同様な動作がなされる。まず、調整成分Δθの影響を加味して次式の演算を行う。
【数５】

ただしｃｏｔθは振幅比信号（ＣＯＴ）を算式として表現したものであり、ｃｏｔ（θ＋Δθ）は調整成分Δθにより補正された後のタイミング補正後振幅比信号（ＣＯＴ）である。
【００４３】
続いて、前述の動作原理に基づいて角度区間の識別を行う。まず、検波後振幅変調信号＝Ｋ・Ｅ・ｓｉｎθの符号からレゾルバ角度の０度〜９０度〜１８０度、１８０度〜２７０度〜３６０度の別を判別する。レゾルバ角度が０〜９０〜１８０度にあり、かつ、タイミング補正後振幅比信号（ＣＯＴ）の値が［√３，＋∞］の範囲の場合は区間ＶＩｂ、［１／√３，√３］の範囲の場合は区間Ｉａ、［０，１／√３］の範囲の場合は区間Ｉｂ、［０，（−１／√３）］の範囲の場合は区間ＩＩａ、［（−１／√３），（−√３）］の範囲の場合は区間ＩＩｂ、［（−√３），−∞］の範囲の場合は区間ＩＩＩａと識別して、この区間区分値を出力する。また、レゾルバ角度が１８０〜２７０〜３６０度にあり、かつ、タイミング補正後振幅比信号（ＣＯＴ）の値が［√３，＋∞］の範囲の場合は区間ＩＩＩｂ、［１／√３，√３］の範囲の場合は区間ＩＶａ、［０，１／√３］の範囲の場合は区間ＩＶｂ、［０，（−１／√３）］の範囲の場合は区間Ｖａ、［（−１／√３），（−√３）］の範囲の場合は区間Ｖｂ、［（−√３），−∞］の範囲の場合は区間ＶＩａと識別して、この区間区分値を出力する。
【００４４】
また、振幅比信号（ＴＡＮ）が絶対値演算器（ＴＡＮ）５４によりその絶対値が算出され、また、振幅比信号（ＣＯＴ）が絶対値演算器（ＣＯＴ）５５によりその絶対値が算出されて、コンパレータ５６により、これらの大小関係が比較される。続いて、コンパレータ５６の出力により｜振幅比信号（ＴＡＮ）｜≧｜振幅比信号（ＣＯＴ）｜の場合は切替スイッチ５７が区分手段（ＣＯＴ）５３の出力を区間識別手段４６の区間区分値出力として選択するよう動作し、｜振幅比信号（ＴＡＮ）｜＜｜振幅比信号（ＣＯＴ）｜の場合は切替スイッチ５７が区分手段（ＴＡＮ）５２の出力を区間識別手段４６の区間区分値出力として選択するよう動作する。これは、すなわち振幅比信号の絶対値が小さい範囲の値を用いて角度区分識別をおこなうことで演算誤差を減らすように作用する。なお、絶対値演算器（ＴＡＮ）５４、絶対値演算器（ＣＯＴ）５５の入力として振幅比信号（ＴＡＮ）、振幅比信号（ＣＯＴ）の替わりにタイミング補正後振幅比信号（ＴＡＮ）、タイミング補正後振幅比信号（ＣＯＴ）を用いても良い。
なお、３０度毎に区分する替りに、同様にして、６０度毎に区分して区間区分値を出力するよにしてもよい。
【００４５】
続いて、区間識別手段４６の出力する区間区分値は出力タイミング調整手段４７に伝送される。出力タイミング調整手段では所定の角度あるいは所定の時間だけ区間区分値の出力タイミングを進みあるいは遅らせるよう調整する。これは調整成分Δθの量を操作することによってなされる。すなわち、角度を進ませる際にΔθをプラスの方向に調整し、角度を遅らせる際にΔθをマイナスの方向に調整する。また、時間を調整する場合にはその時の回転速度と時間の関係から時間の調整量を角度の調整量に置き換えてΔθを操作する。これは　調整成分Δθ＝（回転角速度ωｒ）×（時間調整量Δｔ）の式に基づく。回転角速度ωｒがプラスであり角度検出値θが増加している場合に時間を進ませる際はΔθをプラスの方向に調整し、時間を遅らせる際はΔθをマイナスの方向に調整する。回転角速度ωｒがマイナスであり角度検出値θが減少している場合にはΔθの調整方向のプラス、マイナスは、この逆となる。また、単に時間を遅らせるだけならば、区間識別手段４６の出力する区間区分値に対して時間差を置いてこれを出力するようにしても良い。調整成分Δθを操作して角度、時間の進み遅れを調整する場合は区間識別手段４６からの区間区分値をそのまま出力して補正後区間区分値となす。
【００４６】
以上述べた動作により、この発明の位置検出装置はレゾルバの出力する二つの振幅変調信号（ＳＩＮ），（ＣＯＳ）から二つの振幅比信号（ＴＡＮ），（ＣＯＴ）を算出し、これらを基に、ロータの回転角度を検出すると共に、３０度毎又は６０度毎に区間区分値を出力することができる。さらには区間区分値の出力を、所定の角度又は所定の時間だけ進みあるいは遅れるようタイミングを調整して出力することができる。これは、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない廉価な構成であり、かつ、レゾルバと組み合わせる位置検出装置でありながら、ホールセンサの出力信号から得られる角度の区間識別と同様な機能を有しており、さらに、レゾルバの取り付けの工作性などに起因する角度検出誤差の補償、あるいは、角度検出値に対する区間区分値の出力タイミングの微調整の機能を有する位置検出装置を提供することができる。
【００４７】
実施の形態２．
次に実施の形態２を図を用いて説明する。図６は実施の形２による電動機制御装置を示すブロック図である。図１０のホールセンサ３６の替わりにレゾルバ１を、区間識別手段３４の替わりに位置検出器２ｂを備えることを除いて、図１０で示す、ホールセンサを角度検出センサとして適用して電動機を制御する電動機制御装置を示すブロック図と同一構成である。また、位置検出器２ｂは図１にて図示されるものと同じである。
【００４８】
図６において、電動機１５の角度検出センサとしてレゾルバ１が適用されている。また、位置検出器２ｂは制御演算装置３０に内包されている。励磁回路にて生成される周期信号Ｅ_Ｒ１Ｒ２を励磁コイルに入力すると、レゾルバの回転角度すなわち電動機１５の回転角度θに応じた位置信号が振幅変調信号（ＳＩＮ）、振幅変調信号（ＣＯＳ）として得られる。それぞれの振幅変調信号を位置検出器２ｂに入力すると、実施の形態１にて述べられる動作により回転角度検出値、および、補正後区間区分値が出力される。補正後区間区分値は、レゾルバ１の角度に対して所定の角度又は所定の時間だけ区間区分値の出力タイミングを進み又は遅らせるよう調整された後の出力値である。
【００４９】
進みや遅れの無い場合の区間区分値は、角度０〜３０度の場合に区間ＶＩｂ、度３０〜６０度の場合に区間Ｉａ、角度６０〜９０度の場合に区間Ｉｂ、角度９０〜１２０度の場合に区間ＩＩａ、角度１２０〜１５０度の場合に区間ＩＩｂ、角度１５０〜１８０度の場合に区間ＩＩＩａ、角度１８０〜２１０度の場合に区間ＩＩＩｂ、角度２１０〜２４０度の場合に区間ＩＶａ、角度２４０〜２７０度の場合に区間ＩＶｂ、角度２７０〜３００度の場合に区間Ｖａ、角度３００〜３３０度の場合に区間Ｖｂ、角度３３０〜３６０度の場合に区間ＶＩａとして出力され、ゲート信号生成回路３３ｂへ伝送される。
【００５０】
ゲート信号生成回路３３ｂは、公知の１２０度通電法といった矩形波スイッチング法によりゲート信号を生成し、ゲート駆動回路１９へ伝送する。続いて、ゲート駆動回路１９の出力により、電力変換半導体２０内のスイッチング素子２１がスイッチングされる。１２０度通電法としては従来技術の項で述べた図１２で示される様態のものがある。すなわち、Ｕ相上側スイッチング素子を区間Ｉ：３０〜９０度及び区間ＩＩ：９０〜１５０度の間スイッチＯＮし、さらに区間ＩＩ：９０〜１５０度ではＰＷＭスイッチングする。また、Ｕ相下側スイッチング素子を区間ＩＶ：２１０〜２７０度及び区間Ｖ：２７０〜３３０度の間スイッチＯＮし、さらに区間Ｖ：２７０〜３３０度ではＰＷＭスイッチングするものである。Ｖ相、Ｗ相の上下スイッチング素子については、それぞれＵ相スイッチング素子のＯＮ区間から１２０度、２４０度の位相差をもってスイッチＯＮされる。この場合、区間区分を６０度毎に行うことが必要となる。
【００５１】
この他にＵ相上側スイッチング素子については区間Ｉａ：３０〜６０度と区間ＩＩｂ：１２０〜１５０度を、Ｕ相下側スイッチング素子については区間ＩＶａ：２１０〜２４０度と区間Ｖｂ：３００〜３３０度をＰＷＭスイッチングする区間とし、Ｖ相、Ｗ相の上下スイッチング素子については、それぞれＵ相スイッチング素子のＯＮ区間から１２０度、２４０度の位相差をもってスイッチＯＮされる様態のものもある。この場合、区間区分を３０度毎に行うことが必要となる。
【００５２】
また、各ＰＷＭスイッチングのデューティは外部からのデューティ指示値Ｖａ＊あるいは制御演算装置３０内部で作成される値を用いて指定される。デューティを変化させることにより電動機１５に印可する電圧の振幅を調整することができる。また、補正後区間区分値としてレゾルバ１の角度に対して所定の角度又は所定の時間だけ区間区分値の出力タイミングを進み又は遅らせるよう調整することができることから、電動機１５の回転に対して印可する電圧の位相を調整することができる。
【００５３】
以上のことから、矩形波スイッチング法と組み合わせてゲート信号生成のための演算動作を軽減できる廉価な電動機制御装置を得ることができる。
この他、図示していないが、従来技術として図８に示されるレゾルバを角度検出センサとして適用して電動機を制御する電動機制御装置を示すブロック図において、従来の位置検出器２ａの替わりに実施の形態１による位置検出器２ｂを適用する場合もある。このとき、制御演算装置３０はベクトル制御法により電動機１５を駆動することとなるが、位置検出器２ｂがＲ／Ｄコンバータ１２を備えないため、従来構成より廉価な電動機制御装置を提供することができる。
【００５４】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明のロータの回転角度位置検出装置によれば、励磁信号が励磁コイルに入力され、ロータの回転角度θに応じた誘導電圧を二次コイル（ＳＩＮ）に振幅変調信号（ＳＩＮ）として、かつ、二次コイル（ＣＯＳ）に振幅変調信号（ＣＯＳ）として、それぞれ出力するレゾルバ、このレゾルバの振幅変調信号（ＳＩＮ）と振幅変調信号（ＣＯＳ）が導入され、これらから振幅変調信号（ＳＩＮ）／振幅変調信号（ＣＯＳ）＝振幅比信号（ＴＡＮ）と振幅変調信号（ＣＯＳ）／振幅変調信号（ＳＩＮ）＝振幅比信号（ＣＯＴ）を算出し、算出した振幅比信号（ＴＡＮ）と振幅比信号（ＣＯＴ）を基にロータの回転角度θを検出する位置検出器を備えたものである。これにより、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない廉価な構成の位置検出装置を得ることができる。
【００５５】
また、位置検出器は、振幅比信号（ＴＡＮ）と振幅比信号（ＣＯＴ）を基に、ロータの回転角度θを３０度毎又は６０度毎の区間に区分して区間区分値を出力する区間識別手段を備えたものである。これにより、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない廉価な構成であり、さらにレゾルバと組み合わせる位置検出装置でありながら、ホールセンサの出力信号から得られる回転角度の区間識別と同様な機能を有する位置検出装置を得ることができる。
【００５６】
位置検出器は、上記区間区分値を所定の角度又は所定の時間だけ進み又は遅れて出力する出力タイミング調整手段を備えたものである。これにより、レゾルバの取り付けの工作性などに起因する回転角度検出誤差の補償、又は、回転角度検出値に対する区間区分値の出力タイミングの微調整の機能を有する位置検出装置を得ることができる。
【００５７】
位置検出器は、振幅変調信号（ＳＩＮ）の検波手段有し、検波した振幅変調信号（ＳＩＮ）の符号により、ロータの回転角度θが角度０〜１８０度内か角度１８０〜３６０度内かを識別するようにしたものである。これにより、検出したロータの回転角度θが角度０〜１８０度内か角度１８０〜３６０度内かを識別できる。
【００５８】
また、位置検出器は、振幅比信号（ＴＡＮ）の絶対値と振幅比信号（ＣＯＴ）の絶対値の大小を比較して、｜振幅比信号（ＴＡＮ）｜≦｜振幅比信号（ＣＯＴ）｜のときは、振幅比信号（ＴＡＮ）を採用し、｜振幅比信号（ＴＡＮ）｜＞｜振幅比信号（ＣＯＴ）｜のときは、振幅比信号（ＣＯＴ）を採用して、ロータの回転角度θを検出するようにしたものである。これにより、振幅比信号の絶対値が小さい範囲の値を用いて回転角度検出又は回転角度区分識別を行うため、演算誤差を減らすことができる。
【００５９】
また、パワー素子を内蔵した電力変換装置と、上記パワー素子のスイッチングを制御する制御演算装置とを備え、レゾルバを電動機の角度検出センサとして適用して電動機を制御する電動機制御装置において、請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の位置検出装置を備えたものである。これにより、特に自動車の内燃機関直近に配置されるような用途において周辺温度の上昇に対して充分な耐性を持つレゾルバを回転角度検出センサとして適用しつつ、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない位置検出装置を備えた廉価な電動機制御装置を得ることができる。
【００６０】
さらにまた、パワー素子を内蔵した電力変換装置と、上記パワー素子のスイッチングを制御する制御演算装置とを有し、レゾルバを電動機の角度検出センサとして適用して電動機を制御する電動機制御装置において、請求項４または請求項５記載の位置検出装置を備え、上記パワー素子のスイッチング制御信号が請求項４または請求項５記載の区間区分値に同期してなされるようにしたものである。これにより、Ｒ／Ｄコンバータを使用しない位置検出装置を備え、さらに、矩形波スイッチング法と組み合わせてゲート信号生成のための演算動作を軽減できるため、制御演算装置部分が、より廉価な電動機制御装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１の位置検出装置を示すブロック図である。
【図２】一相励磁二相出力方式のレゾルバの動作説明図である。
【図３】実施の形態１の区間識別手段の詳細な構成を示すブロック図である。
【図４】区間区分の境に対する振幅変調信号、振幅比信号の特性の一覧を示す図である。
【図５】実施の形態１の区間識別の動作原理の説明図である。
【図６】実施の形態２の電動機制御装置を示すブロック図である。
【図７】従来の位置検出装置を示すブロック図である。
【図８】従来の電動機制御装置を示すブロック図である。
【図９】従来のベクトル制御法におけるゲート信号の波形の一例を示す図である。
【図１０】従来の矩形波スイッチング法による電動機制御装置を示すブロック図である。
【図１１】従来のホールセンサの詳細な構成を示すブロック図である。
【図１２】従来のホールセンサ出力信号と角度区間識別および１２０度通電法のゲート信号出力の動作説明図である。
【図１３】従来の１２０度通電法におけるゲート信号の波形の一例を示す図である。
【符号の説明】
１　レゾルバ　　　　　　　　　　　２ａ，２ｂ　位置検出器
３　信号伝送線　　　　　　　　　　　４　ロータ
５　励磁コイル　　　　　　　　　　　６　二次コイル（ＳＩＮ）
７　二次コイル（ＣＯＳ）　　　　　　　　　　　　　　　　　８　励磁回路
９　入力インターフェイス回路　　　１０　差動増幅器Ａ
１１　差動増幅器Ｂ　　　　　　　　　１２　Ｒ／Ｄコンバータ
１５　電動機　　　　　　　　　　　　１６　直流電源
１７　電力変換装置　　　　　　　　　１８ａ　Ｕ相電流検出器
１８ｂ　Ｖ相電流検出器　　　　　　　１９　ゲート駆動回路
２０　電力変換半導体
２１ａ　Ｕ相上アームスイッチング素子
２１ｂ　Ｕ相下アームスイッチング素子
２２ａ　Ｕ相上アームフライホイールダイオード
２２ｂ　Ｕ相下アームフライホイールダイオード
３０　制御演算装置　　　　　　　　　３１　電流信号入力回路
３２　ベクトル制御演算回路
３３ａ，３３ｂ　ゲート信号生成回路　３４　区間識別手段
３６　ホールセンサ　　　　　　　　　３７　回転磁性体
３８ａ　Ｕ相ホール素子／ホールＩＣ　　　３８ｂ　Ｖ相ホール素子／ホールＩＣ
３８ｃ　Ｗ相ホール素子／ホールＩＣ　　　４０　割算器（ＴＡＮ）
４１　割算器（ＣＯＴ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　４２　角度検出演算手段
４３　Ａ／Ｄ変換器（ＴＡＮ）　　　　　　　　　　　　　　　　４４　Ａ／Ｄ変換器（ＣＯＴ）
４５　角度変換手段　　　　　　　　　４６　区間識別手段
４７　出力タイミング調整手段　　　　５０　検波手段
５１　正接（ｔａｎ）演算器　　　　　　　　５２　区分手段（ＴＡＮ）
５３　区分手段（ＣＯＴ）　　　　　　　　　　　　　　　　　５４　絶対値演算器（ＴＡＮ）
５５　絶対値演算器（ＣＯＴ）　　　　　　　　　　　　　５６　コンパレータ
５７　切替スイッチ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a position detection device for detecting a rotation angle of a rotor and a motor control device using the device.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art As a position detection device that detects a rotation angle, a position detection device that detects a rotation angle in combination with a one-phase excitation two-phase output type resolver has been conventionally known. FIG. 7 shows an example of the configuration of this conventional position detecting device. Reference numeral 1 schematically shows a one-phase excitation two-phase output type resolver, which includes a rotor 4, an excitation coil 5, a secondary coil (SIN) 6, and a secondary coil (COS) 7. 2a is a schematic representation of a position detector, which comprises an excitation circuit 8, an input interface circuit 9, and an R / D converter 12. The main components of the input interface circuit 9 are a differential amplifier A10 and a differential amplifier B11. Reference numeral 3 denotes a signal transmission line connecting the resolver 1 and the position detector 2a.
[0003]
First, the periodic signal E _R1R2 (Generally a sine wave signal). The periodic signal E is supplied to the exciting coil 5 through the signal transmission line 3. _R1R2 Is input, an induced voltage corresponding to the rotation angle θ of the rotor 4 is generated at both ends of the secondary coil (SIN) 6 and the secondary coil (COS) 7. Here, a signal E amplitude-modulated in a sine wave is applied to the secondary coil (SIN) 6. _S2S4 However, the secondary coil (COS) 7 has a cosine-wave amplitude-modulated signal E _S1S3 Are respectively induced. This amplitude modulated signal is the position signal of the resolver, and the signal E _S2S4 Is the amplitude modulation signal (SIN), the signal E _S1S3 Is referred to as an amplitude modulation signal (COS). The amplitude modulation signal (SIN) and the amplitude modulation signal (COS) are input to the input interface circuit 9 via the signal transmission line 3. The amplitude modulation signal is amplified by a differential amplifier in the input interface circuit 9 and taken into the R / D converter 12 together with the excitation signal from the excitation circuit 8. The R / D converter 12 calculates the rotation angle by a resolver / digital (R / D) conversion method such as a tracking method.
[0004]
FIG. 8 shows a configuration example of a conventional motor control device. This is a block diagram showing a motor control device that controls a motor by applying a resolver of a one-phase excitation two-phase output method as an angle detection sensor.
8, 1 is a resolver, 2a is a position detector, 3 is a signal transmission line, 15 is a motor, 16 is a DC power supply, 17 is a power converter, 18a is a U-phase current detector, and 18b is a V-phase current detector. , 19 is a gate drive circuit, 20 is a power conversion semiconductor, 21a is a U-phase upper arm switching element, 21b is a U-phase lower arm switching element, 22a is a U-phase upper arm flywheel diode, and 22b is a U-phase lower arm flywheel diode. , 30 is a control operation device, 31 is a current signal input circuit, 32 is a vector control operation circuit, and 33a is a gate signal generation circuit.
[0005]
Next, the operation will be described. The power converter 17 converts DC power from the DC power supply 16 into AC power and supplies the AC power to the electric motor 15. At this time, the conversion from the DC power to the AC power is performed by switching a switching element constituting a power element of the power conversion semiconductor 20. The power element is composed of a switching element 21 and a flywheel diode 22. FIG. 8 shows only the

U-phase switching elements

21a and 21b and the U-phase flywheel diodes 22a and 22b. In addition, V-phase switching elements 21c and 21d, V-phase flywheel diodes 22c and 22d, and W There are phase switching elements 21e and 21f and W-phase flywheel diodes 22e and 22f. The gate drive signals Guh, Gul, Gvh, Gvl, Gwh, Gwl generated by the gate signal generation circuit 33a in the control operation device 30 for switching are transmitted to the gate drive circuit 19 in the power conversion device 17. The gate drive circuit 19 shapes the waveform of the gate signal, converts the potential, and turns on / off the gate of the switching element.
[0006]
Here, in order to drive the electric motor 15, the control arithmetic unit 30 calculates how to apply a voltage, that is, how to switch the switching element. There are various types of how to apply the voltage depending on the control method of the motor, but a method called a vector control method is often used as a method for accurately controlling the generated torque of the motor. In this method, various amounts of voltage, current, and the like, which are three-phase alternating currents, are vector-decomposed into a coordinate axis (d-axis) that rotates in accordance with the direction of the magnetic flux and a coordinate axis (q-axis) that rotates orthogonally thereto. Then, the generated torque is controlled by adjusting and controlling the voltage and current on the rectangular coordinates. The relationship between the voltage and the current on the rotating rectangular coordinates (d, q coordinates) when the permanent magnet type synchronous machine is used as the electric motor is as follows.
[0007]
(Equation 1)

Here, Vd is a d-axis voltage, Vq is a q-axis voltage, id is a d-axis current, iq is a q-axis current, Ra is a primary resistance, L is an inductance, φa is a magnet magnetic flux, and ω is a rotation angular velocity.
[0008]
The generated torque τm of the motor at this time is expressed by the following equation.
(Equation 2)

Here, Pm is the number of pole pairs of the electric motor. The number of pole pairs Pm and the magnetic flux φa are fixed amounts by the electric motor, and the generated torque τm is adjusted by adjusting the amount of the q-axis current iq.
[0009]
Therefore, the three-phase AC current flowing through the electric motor 15 is detected by the

current detectors

18a and 18b and transmitted to the current signal input circuit 31, thereby forming the U-phase current iu and the V-phase current iv. Based on iu and iv, the current on the three-phase coordinates is vector-decomposed into the d-axis and the q-axis on the rotating rectangular coordinates to calculate the d-axis current id and the q-axis current iq. Further, using these id and iq, a d-axis voltage Vd and a q-axis voltage Vq for obtaining a desired generated torque τm are calculated, and these are vector-decomposed again and converted into three-phase AC coordinates to obtain a U-phase voltage command Vu. *, V-phase voltage command Vv *, and W-phase voltage command Vw * are calculated.
[0010]
The above operation is performed by the vector control operation circuit 32, and the three-phase voltage command is transmitted to the gate signal generation circuit 33a. The gate signal generation circuit 33a generates a gate signal by a known triangular wave comparison sine wave approximation PWM method or the like. The gate signal switches the switching element 21 through the gate drive circuit 19 and controls the electric motor 15. At this time, the rotation angle of the resolver 1 detected by the position detector 2a, that is, the rotation angle of the electric motor 15 is used for the coordinate transformation from the three-phase AC coordinates to the rotation orthogonal coordinates or vice versa.
[0011]
FIG. 9 is a waveform example of a gate signal in the vector control method. In the figure, PWM is performed so as to be distributed in a sinusoidal manner on average over the entire angle range of 0 to 360 degrees. The gate signal of the upper arm and the gate signal of the lower arm are complementary to each other.
[0012]
FIG. 10 shows a configuration example of another conventional motor control device. This is a motor control device that controls a motor using a Hall sensor as an angle detection sensor. 10, the same reference numerals as those in FIG. 8 perform the same functions and operations. Here, 33b is a gate signal generation circuit, 34 is a section identifying means, and 36 is a Hall sensor.
[0013]
FIG. 11 is a diagram illustrating a detailed configuration of the Hall sensor 36. In FIG. 11, reference numeral 37 denotes a rotating magnetic body, 38a denotes a U-phase Hall element / Hall IC, 38b denotes a V-phase Hall element / Hall IC, and 38c denotes a W-phase Hall element / Hall IC. The Hall sensor 36 detects the magnetic flux generated by the rotating magnetic body 37 using Hall elements / Hall ICs 38a to 38c arranged with a phase difference of 120 degrees in each of the three phases (U, V, W). This is a device that detects the rotation angle from the change. From the Hall element / Hall IC, each of the three phases (u, V, W) of U-sns, V-sns and W-sns is a rectangular signal having a phase difference of 120 degrees with one pulse per one cycle of the angle. Is output. One round of the angle (360 degrees) is decomposed for every 60 degrees according to the combination of the logic ('H' or 'L') of each output signal, and each section can be detected separately.
[0014]
FIG. 12 shows the relationship between the Hall sensor output signal and the angle section identification. That is, when U-sns, V-sns, and W-sns are each "HLH", the interval I is 30 to 90 degrees, and when U-Sns is "HLL", the interval II is 90 to 150 degrees. In the case of "HHL", section III: 150 to 210 degrees; in the case of "LHL", section IV: 210 to 270 degrees; in the case of "LHH", The section V can be identified as 270 to 330 degrees, and in the case of "LLH", the section VI can be identified as 330 to 30 degrees, respectively.
[0015]
The section identification means 34 in the control arithmetic unit 30 receives the U-sns, V-sns, and W-sns signals from the hall sensor 36, performs angle section identification by the above-described method, and generates a gate signal based on the identification result. The signal is transmitted to the circuit 33b. The gate signal generation circuit 33b generates a gate signal by a known rectangular wave switching method such as a 120-degree conduction method, and transmits the gate signal to the gate drive circuit 19. Subsequently, the switching element 21 in the power conversion semiconductor 20 is switched by the output of the gate drive circuit 19. The term 120-degree energization indicates that a 120-degree section is switched on in the entire angle range (0 to 360 degrees).
[0016]
As an example, there is a type represented by a relationship between an angle section and a gate signal output in FIG. That is, the U-phase upper switching element is switched ON during the interval I: 30 to 90 degrees and the interval II: 90 to 150 degrees, and further performs PWM switching in the interval II: 90 to 150 degrees. The U-phase lower switching element is switched ON during the section IV: 210 to 270 degrees and the section V: 270 to 330 degrees, and further performs PWM switching in the section V: 270 to 330 degrees. The V-phase and W-phase upper and lower switching elements are switched on with a phase difference of 120 degrees and 240 degrees from the ON section of the U-phase switching element, respectively. Here, the duty of each PWM switching is specified using a duty instruction value Va * from the outside or a value created inside the control arithmetic unit 30, and the voltage applied to the electric motor 15 is adjusted by changing the duty.
[0017]
FIG. 13 shows a waveform example of the gate signal in the 120-degree conduction method. In the figure, each switching element is switched on for 120 degrees out of the entire angle range of 0 to 360 degrees, and is PWMed for the latter half 60 degrees of the switch-on section.
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional position detecting device has a configuration including the R / D converter as described above. The R / D converter is an important component for angle detection and occupies a high cost ratio among the components of the position detection device, which hinders the manufacture of the position detection device at low cost. On the other hand, there is the above-mentioned Hall sensor as an inexpensive position detecting device. A motor control device using a Hall sensor as an angle detector has a relatively simple configuration as shown as a conventional example. However, the Hall sensor has a problem in that it has low resistance to an increase in ambient temperature, particularly in applications where the Hall sensor is disposed in the immediate vicinity of an internal combustion engine of an automobile. When a position detecting device combined with a resolver is applied to a rectangular wave switching method such as a 120-degree energization method, one round of the electrical angle (360 degrees) is decomposed every 60 degrees to divide each section. It is necessary to recognize section switching while reading the angle detection value from the D converter in a complicated manner. To compensate for this, an R / D converter having a function of outputting a signal simulating a Hall sensor as a subordinate function is also provided, but it is relatively expensive compared to a position detection device using a Hall sensor. There was a problem.
[0019]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problem, and provides an inexpensive rotor rotational angle position detecting device without an R / D converter. It is an object to provide a simple motor control device.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
In the rotor rotation angle position detecting device according to the present invention, an excitation signal is input to an excitation coil, an induced voltage corresponding to the rotation angle θ of the rotor is applied to a secondary coil (SIN) as an amplitude modulation signal (SIN), and A resolver to be output as an amplitude modulation signal (COS) to the secondary coil (COS), an amplitude modulation signal (SIN) and an amplitude modulation signal (COS) of the resolver are introduced, and an amplitude modulation signal (SIN) / amplitude is obtained from these. Modulation signal (COS) = amplitude ratio signal (TAN) and amplitude modulation signal (COS) / amplitude modulation signal (SIN) = amplitude ratio signal (COT) are calculated, and the calculated amplitude ratio signal (TAN) and amplitude ratio signal (COT) are calculated. (COT) and a position detector for detecting the rotation angle θ of the rotor. As a result, an inexpensive position detection device that does not use an R / D converter can be obtained.
[0021]
In addition, the position detector divides the rotation angle θ of the rotor into intervals of 30 degrees or intervals of 60 degrees based on the amplitude ratio signal (TAN) and the amplitude ratio signal (COT), and outputs a section division value. It is provided with identification means. This makes it possible to provide a position detecting device having an inexpensive configuration that does not use an R / D converter, and that has a function similar to that of identifying a section of a rotation angle obtained from an output signal of a Hall sensor, while being a position detecting device combined with a resolver. Obtainable.
[0022]
The position detector is provided with output timing adjusting means for outputting the above-mentioned section value at a predetermined angle or a predetermined time or with a delay. Accordingly, it is possible to obtain a position detecting device having a function of compensating for a rotation angle detection error due to workability of mounting the resolver or finely adjusting the output timing of the section value with respect to the detected rotation angle.
[0023]
The position detector has a means for detecting the amplitude modulated signal (SIN), and determines whether the rotation angle θ of the rotor is within the angle of 0 to 180 degrees or 180 to 360 degrees based on the sign of the detected amplitude modulated signal (SIN). It is intended to be identified. Thus, it is possible to identify whether the rotation angle θ of the rotor is within the range of 0 to 180 degrees or 180 to 360 degrees.
[0024]
Further, the position detector compares the absolute value of the amplitude ratio signal (TAN) with the magnitude of the absolute value of the amplitude ratio signal (COT), and satisfies | amplitude ratio signal (TAN) | ≦ | amplitude ratio signal (COT) | , The amplitude ratio signal (TAN) is adopted, and when | amplitude ratio signal (TAN) |> | amplitude ratio signal (COT) |, the amplitude ratio signal (COT) is adopted and the rotation angle of the rotor is adopted. θ is detected. Accordingly, since the rotation angle detection or the rotation angle classification identification is performed using the value in the range where the absolute value of the amplitude ratio signal is small, the calculation error can be reduced.
[0025]
A motor control device comprising: a power conversion device having a built-in power element; and a control operation device for controlling switching of the power element, wherein the motor control device controls the motor by applying a resolver as an angle detection sensor of the motor. A position detecting device according to any one of claims 1 to 5. Thus, a position detection device that does not use an R / D converter while applying a resolver having sufficient resistance to an increase in ambient temperature as a rotation angle detection sensor particularly in an application that is disposed in the immediate vicinity of an internal combustion engine of an automobile. And an inexpensive motor control device provided with
[0026]
Furthermore, in a motor control device having a power conversion device having a built-in power element, and a control operation device controlling switching of the power element, the motor control device controlling the motor by applying a resolver as an angle detection sensor of the motor. According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the position detecting device, wherein the switching control signal of the power element is generated in synchronization with the section value according to the fourth or fifth aspect. Thus, a position detecting device that does not use an R / D converter is provided, and furthermore, the arithmetic operation for generating a gate signal can be reduced in combination with the rectangular wave switching method, so that a more inexpensive motor control device can be obtained.
[0027]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a position detecting device according to the first embodiment. In FIG. 1, 1 is a one-phase excitation two-phase output type resolver, 2b is a position detector, 3 is a signal transmission line, 4 is a rotor, 5 is an excitation coil, 6 is a secondary coil (SIN), and 7 is a secondary coil. Coil (COS), 8 is an excitation circuit, 9 is an input interface circuit, 10 is a differential amplifier A, 11 is a differential amplifier B, 40 is a divider (TAN), 41 is a divider (COT), 42 is Angle detection calculation means 43, A / D converter (TAN) 43, A / D converter (COT) 44, angle conversion means 45, section identification means 46, output timing adjustment means 47, detection means 50 It is.
[0028]
In FIG. 1, the same reference numerals as those in FIG. 7 denote constituent elements having the same functions. As in the prior art example, the excitation signal E which is a periodic signal is _R1R2 (Generally, a sine wave signal) is generated and input to the excitation coil 5 of the resolver 1 via the signal transmission line 3. At this time, an induced voltage corresponding to the rotation angle θ of the rotor 4 is generated at both ends of the secondary coil (SIN) 6 and the secondary coil (COS) 7. Here, the secondary coil (SIN) 6 has a sinusoidal amplitude modulated signal E _S2S4 However, the secondary coil (COS) 7 has a cosine-wave amplitude-modulated signal E _S1S3 Are induced to form an amplitude modulation signal (SIN) and an amplitude modulation signal (COS), respectively.
[0029]
Here, the ideal excitation signal and the amplitude modulation signal of the resolver 1 are expressed by the following equations, respectively.
[Equation 3]

Here, K is the transformation ratio of the secondary coils 6, 7 to the exciting coil 5, θ is the rotation angle of the rotor 4, and fref is the frequency of the exciting signal. FIG. 2 shows waveform examples of the excitation signal and the amplitude modulation signal when θ is monotonically increasing.
[0030]
Prior to the description of the operation of the position detector 2b, the principle of operation of the present invention for detecting an angle based on the amplitude ratio of an amplitude-modulated signal and for identifying a section in which the resolver angle is divided into intervals of 30 degrees will be described. FIG. 4 shows values of the amplitude modulation signal (SIN), the amplitude modulation signal (COS), the amplitude ratio signal (TAN), and the amplitude ratio signal (COT) at the boundary when the resolver angle is divided every 30 degrees. . Here, the column of the amplitude modulation signal shows the amplitude value after detection in which the excitation (carrier) component is removed from the amplitude modulation signal shown in FIG. 2 and (Equation 4) and (Equation 5). That is, the amplitude-modulated signal (SIN) after detection = K · E · sin θ, which is positive between angles 0 to 90 to 180 degrees and negative during angles between 180 to 270 to 360 degrees. In addition, the amplitude modulation signal (COS) after the detection is KｃｏE ・ cos θ, and is a minus value between angles 90 to 180 to 270 degrees and a plus value between angles 270 to 0 to 90 degrees.
[0031]
Further, the amplitude ratio signal (TAN) has a relation of amplitude modulation signal (SIN) ÷ amplitude modulation signal (COS) and is a tangent (tan) function. That is, when the angle θ is increasing, the angle increases from −∞ to + ∞ between angles 90 to 180 to 270 degrees and between 270 to 90 degrees. Here, the amplitude value 1 / √3 at the angle θ = 30, 210 degrees, the amplitude value √3 at the angle θ = 60, 240 degrees, the amplitude value (−1 / √3) at the angle θ = 150, 330 degrees, the angle θ = 120, 300 degrees, the amplitude value (−√3), and the angle θ = 0, 180 degrees, the amplitude value becomes 0. Further, the amplitude ratio signal (COT) has a relation of amplitude modulation signal (COS) ÷ amplitude modulation signal (SIN), and is a cotangent (cot) function. That is, when the angle θ increases, the angle decreases from + ∞ to −∞ between angles 0 to 90 to 180 degrees and between 180 to 270 to 360 degrees. Here, an amplitude value of 1 / √3 at an angle θ = 60, 240 degrees, an amplitude value of で 3 at an angle θ = 30, 210 degrees, an amplitude value of (−1 / √3) at an angle θ = 120, 300 degrees, an angle θ = 150, 330 degrees, the amplitude value (−√3), and the angle θ = 90, 270 degrees, the amplitude value becomes 0. The values of the amplitude ratio signal (TAN) and the amplitude ratio signal (COT) are equal to 1 at angles θ = 45 and 225 degrees, and equal to −1 at angles θ = 135 and 315 degrees.
[0032]
When these are arranged and shown, they are represented as shown in FIG. That is, by comparing the magnitude ratios of the values of the amplitude ratio signal (TAN) and the amplitude ratio signal (COT) with respect to (−√3), (−1 / √3), 0, 1 / √3, and √3, the angle is obtained. Angle sections VIb, Ia, Ib, IIa, IIb, IIIa within 0-90-180 degrees, and angle sections IIIb, IVa, IVb, Va, Vb, VIa within 180-270-360 degrees can be identified. . Discrimination between the angles 0 to 90 to 180 degrees and the angles 180 to 270 to 360 degrees can be performed by, for example, the sign of the amplitude-modulated signal (SIN) after detection. That is, when the sign is plus, the angle is 0 to 90 to 180 degrees, and when the sign is minus, the angle is 180 to 270 to 360 degrees.
[0033]
Furthermore, the magnitude ratio between the values of the amplitude ratio signal (TAN) and the amplitude ratio signal (COT) is compared, and the amplitude ratio signal used for angle detection and angle section identification can be appropriately selected. That is, if | amplitude ratio signal (TAN) | ≦ | amplitude ratio signal (COT) |, the amplitude ratio signal (TAN) is selected from the absolute value of each amplitude ratio signal, and | amplitude ratio signal (TAN) |> In the case of | amplitude ratio signal (COT) |, if the amplitude ratio signal (COT) is selected, angle detection and angle section identification are performed using values in a range where the absolute value of the amplitude ratio signal is small, so that calculation errors are reduced. be able to. This relates to setting a dynamic range when performing a division operation to calculate an amplitude ratio signal.
[0034]
The operation of the position detector 2b based on the above principle is as follows. First, an amplitude modulation signal (SIN) and an amplitude modulation signal (COS) are input to an input interface circuit 9 and amplified by a differential amplifier A10 and a differential amplifier B11, and then a divider (TAN) 40 and a divider ( COT) 41. The divider (TAN) 40 calculates the amplitude modulation signal (SIN) ÷ the amplitude modulation signal (COS) and outputs an amplitude ratio signal (TAN). The divider (COT) 41 calculates the amplitude modulation signal (COS) ÷ the amplitude modulation signal (SIN) and outputs an amplitude ratio signal (COT).
[0035]
Subsequently, each amplitude ratio signal is input to the angle detection calculation means 42, and is converted from analog to digital by an A / D converter (TAN) 43 and an A / D converter (COT) 44, and is calculated as numerical data. You. The angle conversion means 45 calculates the resolver angle using the numerical data of the tangent (tan) component and the cotangent (cot) component and outputs the calculated angle as a detected angle value. In the calculation process, based on the magnitude relation of the absolute values of the respective numerical data as described above, the numerical data to be subjected to the operation input is selected so as to reduce the calculation error, and the inverse function of this numerical data (in the case of the tan component, Finds arctan, and in the case of a cot component, arccot). There are various methods for obtaining the inverse function, such as a method based on a series expansion formula. However, it is appropriate to use a conversion map in which the numerical data of the tan component and the cot component are associated with the detected angle values because the amount of calculation is small.
[0036]
The outputs of the differential amplifier A10 and the differential amplifier B11 are transmitted to the detection means 50, and the detected amplitude modulated signals KEＥsinθ and KEＥcosθ from which the carrier components have been removed are output.
[0037]
Subsequently, the amplitude-modulated signal after detection is input to the angle conversion means 45. The angle conversion means 45 determines whether the resolver angle is 0 ° to 90 ° to 180 ° or 180 ° to 270 ° to 360 ° based on the sign of the detected amplitude modulated signal = K · E · sin θ. As a result of the determination, if it is in the range of 180 to 270 to 360 degrees, add 180 degrees to the calculation result of the inverse function of the numerical data. If it is in the range of 0 to 90 to 180 degrees, The angle detection value is used without adding anything to the calculation result of the inverse function of the numerical data. As described above, the resolver angle, that is, the rotation angle θ of the rotor of the resolver is calculated based on the two amplitude ratio signals using the amplitude modulation signal.
[0038]
On the other hand, the operation of identifying the angle section and outputting the section section value is as follows. FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of the section identifying means 46. In FIG. 3, 51 is a tangent (tan) calculator, 52 is a classifier (TAN), 53 is a classifier (COT), 54 is an absolute value calculator (TAN), 55 is an absolute value calculator (COT), 56 Is a comparator, and 57 is a changeover switch.
[0039]
Next, the operation will be described. First, the outputs K · E · sin θ and K · E · cos θ of the detection means 50 and the amplitude ratio signal (TAN) output from the divider (TAN) 40 and the amplitude ratio signal output from the divider (COT) 41 The signal (COT) and the adjustment component Δθ output from the output timing adjustment unit 47 described later are input to the section identification unit 46. The adjustment component Δθ is input to a tangent (tan) calculator 51, and tan (Δθ) is calculated. Tanning means (TAN) 52 receives tan (Δθ), KE sinθ, KEcosθ and amplitude ratio signal (TAN).
[0040]
The classification means (TAN) 52 identifies and classifies the angle sections based on these inputs. First, the following equation is calculated in consideration of the influence of the adjustment component Δθ.
(Equation 4)

Here, tan θ is an expression of the amplitude ratio signal (TAN) as an equation, and tan (θ + Δθ) is a timing-corrected amplitude ratio signal (TAN) after being corrected by the adjustment component Δθ.
[0041]
Subsequently, the angle section is identified from the amplitude ratio signal (TAN) after the timing correction based on the above-described operation principle. First, it is determined whether the resolver angle is 0 ° to 90 ° to 180 ° or 180 ° to 270 ° to 360 ° based on the sign of the detected amplitude modulated signal = KE · sin θ. Further, when the resolver angle is in the range of 0 to 90 to 180 degrees and the value of the amplitude ratio signal (TAN) after the timing correction is in the range of [0, 1 / √3], the section VIb, [1 / √3, √]. 3], section Ia in the range of [{3, +}], section IIa in the range of [−∞, (−√3)], [(−√3), In the case of the range of (−1 / √3)], the section is identified as the section IIb, and in the case of the range of [(−1 / √3), 0], the section is identified as the section IIIa. In the case where the resolver angle is in the range of 180 to 270 to 360 degrees and the value of the amplitude ratio signal (TAN) after the timing correction is in the range of [0, 1 / 区間 3], the sections IIIb, [1 / √3, In the range of {3}, the section IVa, in the range of [{3, +}], the section IVb, in the range of [−∞, (−√3)], the section Va, [(−√3) , (−1 / √3)], the section is identified as section Vb, and if it is in the range of [(−1 / √3), 0], section VIa is output, and the section value is output.
[0042]
In the sorting means (COT) 53, the same operation as that of the sorting means (TAN) 52 is performed. First, the following equation is calculated in consideration of the influence of the adjustment component Δθ.
(Equation 5)

Where cot θ is an expression of the amplitude ratio signal (COT) as an equation, and cot (θ + Δθ) is a timing-corrected amplitude ratio signal (COT) after being corrected by the adjustment component Δθ.
[0043]
Subsequently, the angle section is identified based on the above-described operation principle. First, it is determined whether the resolver angle is 0 ° to 90 ° to 180 ° or 180 ° to 270 ° to 360 ° based on the sign of the detected amplitude modulated signal = KE · sin θ. In the case where the resolver angle is in the range of 0 to 90 to 180 degrees and the value of the amplitude ratio signal (COT) after the timing correction is in the range of [√3, + 区間], the section VIb, [1 / √3, √3]. , The interval Ia in the range of [0, 1 / √3], the interval IIa in the range of [0, (−1 / √3)], and [(−1 / √3). ), (−√3)], the section IIb is discriminated, and in the case of [(−√3), −∞], section IIIa, the section value is output. Further, when the resolver angle is in the range of 180 to 270 to 360 degrees and the value of the amplitude ratio signal (COT) after the timing correction is in the range of [{3, +}], the section IIIb, [1 / {3,}]. 3], the interval IVa in the range of [0, 1 / √3], the interval Va in the range of [0, (−1 / √3)], and the interval Va, [(−1 / In the case of the range of {3), (−］ 3)], it is identified as the section Vb, and in the case of the range of [(−∞3), −∞], it is identified as the section VIa.
[0044]
The absolute value of the amplitude ratio signal (TAN) is calculated by an absolute value calculator (TAN) 54, and the absolute value of the amplitude ratio signal (COT) is calculated by an absolute value calculator (COT) 55. , The comparator 56 compares these magnitude relations. Then, when | amplitude ratio signal (TAN) | ≧ | amplitude ratio signal (COT) | based on the output of the comparator 56, the changeover switch 57 outputs the output of the segmenting means (COT) 53 to the section discriminating value output of the section identifying means 46. In the case of | amplitude ratio signal (TAN) | <| amplitude ratio signal (COT) |, the changeover switch 57 uses the output of the sectioning means (TAN) 52 as the section value output of the section identifying means 46. Act to select. That is, the angle division identification is performed using a value in a range where the absolute value of the amplitude ratio signal is small, thereby acting to reduce a calculation error. The amplitude ratio signal (TAN) 54 and the amplitude ratio signal (TAN) after the timing correction instead of the amplitude ratio signal (COT) as inputs to the absolute value calculator (TAN) 54 and the absolute value calculator (COT) 55 A post-amplitude ratio signal (COT) may be used.
It should be noted that, instead of segmenting every 30 degrees, a section segmenting value may be similarly outputted every 60 degrees.
[0045]
Subsequently, the section division value output by the section identification unit 46 is transmitted to the output timing adjustment unit 47. The output timing adjustment means adjusts the output timing of the section value to advance or delay by a predetermined angle or a predetermined time. This is done by manipulating the amount of the adjustment component Δθ. That is, Δθ is adjusted in a plus direction when the angle is advanced, and Δθ is adjusted in a minus direction when the angle is delayed. When adjusting the time, the amount of time adjustment is replaced with the amount of angle adjustment based on the relationship between the rotation speed and time at that time, and Δθ is manipulated. This is based on the equation of adjustment component Δθ = (rotational angular velocity ωr) × (time adjustment amount Δt). When the rotation angular velocity ωr is positive and the detected angle value θ is increasing, Δθ is adjusted in the positive direction when the time is advanced, and Δθ is adjusted in the negative direction when the time is delayed. When the rotational angular velocity ωr is negative and the angle detection value θ is decreasing, the plus and minus of the adjustment direction of Δθ are opposite. Further, if the time is simply delayed, this may be output with a time difference from the section division value output by the section identification means 46. When the adjustment component Δθ is operated to adjust the angle and the advance / delay of time, the section section value from the section identifying section 46 is output as it is to be the corrected section section value.
[0046]
By the operation described above, the position detecting device of the present invention calculates two amplitude ratio signals (TAN) and (COT) from the two amplitude modulated signals (SIN) and (COS) output from the resolver, and based on these, , The rotation angle of the rotor can be detected, and the section value can be output every 30 degrees or every 60 degrees. Further, the output of the section segmentation value can be output by adjusting the timing so as to advance or delay by a predetermined angle or a predetermined time. This is an inexpensive configuration that does not use an R / D converter, and has a function similar to the section identification of the angle obtained from the output signal of the Hall sensor, although it is a position detection device combined with a resolver. Further, it is possible to provide a position detecting device having a function of compensating for an angle detection error caused by workability of mounting a resolver, or finely adjusting the output timing of a section value for the detected angle value.
[0047]
Embodiment 2 FIG.
Next, a second embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 6 is a block diagram showing a motor control device according to the second embodiment. Except that the resolver 1 is provided in place of the hall sensor 36 in FIG. 10 and the position detector 2b is provided in place of the section identification means 34, the electric motor is controlled by applying the hall sensor shown in FIG. 10 as an angle detection sensor. It has the same configuration as the block diagram showing the motor control device. The position detector 2b is the same as that shown in FIG.
[0048]
In FIG. 6, the resolver 1 is applied as an angle detection sensor of the electric motor 15. The position detector 2b is included in the control arithmetic unit 30. Periodic signal E generated by the excitation circuit _R1R2 Is input to the excitation coil, a position signal corresponding to the rotation angle of the resolver, that is, the rotation angle θ of the electric motor 15 is obtained as an amplitude modulation signal (SIN) and an amplitude modulation signal (COS). When each of the amplitude modulation signals is input to the position detector 2b, the rotation angle detection value and the corrected section division value are output by the operation described in the first embodiment. The post-correction section section value is an output value that has been adjusted to advance or delay the output timing of the section section value by a predetermined angle or a predetermined time with respect to the angle of the resolver 1.
[0049]
The section division value when there is no advance or delay is section VIb when the angle is 0 to 30 degrees, section Ia when the angle is 30 to 60 degrees, section Ib when the angle is 60 to 90 degrees, and angle 90 to 120 degrees. In the case of section IIa, in the case of angle 120 to 150 degrees, section IIb, in the case of angle 150 to 180 degrees, section IIIa, in the case of angle 180 to 210 degrees, section IIIb, in the case of angle 210 to 240 degrees, section IVa, The section IVb is output when the angle is 240 to 270 degrees, the section Va when the angle is 270 to 300 degrees, the section Vb when the angle is 300 to 330 degrees, and the section VIa when the angle is 330 to 360 degrees. The signal is transmitted to the circuit 33b.
[0050]
The gate signal generation circuit 33b generates a gate signal by a known rectangular wave switching method such as a 120-degree conduction method, and transmits the gate signal to the gate drive circuit 19. Subsequently, the switching element 21 in the power conversion semiconductor 20 is switched by the output of the gate drive circuit 19. As the 120-degree conduction method, there is a method shown in FIG. 12 described in the section of the prior art. That is, the U-phase upper switching element is switched ON during the interval I: 30 to 90 degrees and the interval II: 90 to 150 degrees, and further performs PWM switching in the interval II: 90 to 150 degrees. The U-phase lower switching element is switched ON during the section IV: 210 to 270 degrees and the section V: 270 to 330 degrees, and further performs PWM switching in the section V: 270 to 330 degrees. The V-phase and W-phase upper and lower switching elements are switched on with a phase difference of 120 degrees and 240 degrees from the ON section of the U-phase switching element, respectively. In this case, it is necessary to perform the section division every 60 degrees.
[0051]
In addition, the section Ia: 30 to 60 degrees and the section IIb: 120 to 150 degrees for the U-phase upper switching element, and the section IVa: 210 to 240 degrees and the section Vb: 300 to 330 degrees for the U-phase lower switching element. Is a section where PWM switching is performed, and the upper and lower switching elements of the V phase and the W phase are switched on with a phase difference of 120 degrees and 240 degrees from the ON section of the U phase switching element, respectively. In this case, it is necessary to perform the section division every 30 degrees.
[0052]
Further, the duty of each PWM switching is specified using a duty instruction value Va * from the outside or a value created inside the control arithmetic unit 30. By changing the duty, the amplitude of the voltage applied to the electric motor 15 can be adjusted. In addition, since the output timing of the section section value can be adjusted to advance or delay by a predetermined angle or a predetermined time with respect to the angle of the resolver 1 as the corrected section section value, the rotation of the electric motor 15 is applied. The phase of the voltage can be adjusted.
[0053]
From the above, it is possible to obtain an inexpensive motor control device that can reduce the arithmetic operation for generating the gate signal in combination with the rectangular wave switching method.
In addition, although not shown, in a block diagram showing a motor control device that controls a motor by applying a resolver shown in FIG. 8 as an angle detection sensor as a conventional technique, an embodiment of the present invention is implemented in place of the conventional position detector 2a. In some cases, the position detector 2b according to mode 1 is applied. At this time, the control operation device 30 drives the motor 15 by the vector control method. However, since the position detector 2b does not include the R / D converter 12, it is possible to provide a motor control device that is less expensive than the conventional configuration. it can.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the rotor rotation angle position detecting device of the present invention, the excitation signal is input to the excitation coil, and the induced voltage corresponding to the rotation angle θ of the rotor is applied to the secondary coil (SIN) by the amplitude modulation signal. (SIN) and a resolver that outputs the amplitude modulation signal (COS) to the secondary coil (COS), the amplitude modulation signal (SIN) and the amplitude modulation signal (COS) of the resolver are introduced, and the Modulation signal (SIN) / amplitude modulation signal (COS) = amplitude ratio signal (TAN) and amplitude modulation signal (COS) / amplitude modulation signal (SIN) = amplitude ratio signal (COT) TAN) and an amplitude ratio signal (COT) and a position detector for detecting the rotation angle θ of the rotor. As a result, an inexpensive position detection device that does not use an R / D converter can be obtained.
[0055]
In addition, the position detector divides the rotation angle θ of the rotor into intervals of 30 degrees or intervals of 60 degrees based on the amplitude ratio signal (TAN) and the amplitude ratio signal (COT), and outputs a section division value. It is provided with identification means. This makes it possible to provide a position detecting device having an inexpensive configuration that does not use an R / D converter, and that has a function similar to that of identifying a section of a rotation angle obtained from an output signal of a Hall sensor, while being a position detecting device combined with a resolver. Obtainable.
[0056]
The position detector is provided with output timing adjusting means for outputting the above-mentioned section value at a predetermined angle or a predetermined time or with a delay. Accordingly, it is possible to obtain a position detecting device having a function of compensating for a rotation angle detection error due to workability of mounting the resolver or finely adjusting the output timing of the section value with respect to the detected rotation angle.
[0057]
The position detector has a means for detecting the amplitude modulated signal (SIN), and determines whether the rotation angle θ of the rotor is within the angle of 0 to 180 degrees or 180 to 360 degrees based on the sign of the detected amplitude modulated signal (SIN). It is intended to be identified. As a result, it is possible to determine whether the detected rotation angle θ of the rotor is within the range of 0 to 180 degrees or 180 to 360 degrees.
[0058]
Further, the position detector compares the absolute value of the amplitude ratio signal (TAN) with the magnitude of the absolute value of the amplitude ratio signal (COT), and satisfies | amplitude ratio signal (TAN) | ≦ | amplitude ratio signal (COT) | , The amplitude ratio signal (TAN) is adopted, and when | amplitude ratio signal (TAN) |> | amplitude ratio signal (COT) |, the amplitude ratio signal (COT) is adopted and the rotation angle of the rotor is adopted. θ is detected. Accordingly, since the rotation angle detection or the rotation angle classification identification is performed using the value in the range where the absolute value of the amplitude ratio signal is small, the calculation error can be reduced.
[0059]
A motor control device comprising: a power conversion device having a built-in power element; and a control operation device for controlling switching of the power element, wherein the motor control device controls the motor by applying a resolver as an angle detection sensor of the motor. A position detecting device according to any one of claims 1 to 5. Thus, a position detection device that does not use an R / D converter while applying a resolver having sufficient resistance to an increase in ambient temperature as a rotation angle detection sensor particularly in an application that is disposed in the immediate vicinity of an internal combustion engine of an automobile. And an inexpensive motor control device provided with
[0060]
Furthermore, in a motor control device having a power conversion device having a built-in power element, and a control operation device controlling switching of the power element, the motor control device controlling the motor by applying a resolver as an angle detection sensor of the motor. According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the position detecting device, wherein the switching control signal of the power element is generated in synchronization with the section value according to the fourth or fifth aspect. Accordingly, since the position detecting device which does not use the R / D converter is provided, and the arithmetic operation for generating the gate signal can be reduced in combination with the rectangular wave switching method, the control arithmetic device portion is a less expensive motor control device. Can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a position detection device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of a resolver of a one-phase excitation two-phase output system.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a detailed configuration of a section identification unit according to the first embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing a list of characteristics of an amplitude modulation signal and an amplitude ratio signal with respect to a boundary between section divisions.
FIG. 5 is an explanatory diagram of an operation principle of section identification according to the first embodiment.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a motor control device according to a second embodiment.
FIG. 7 is a block diagram showing a conventional position detecting device.
FIG. 8 is a block diagram showing a conventional motor control device.
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a waveform of a gate signal in a conventional vector control method.
FIG. 10 is a block diagram showing a motor control device according to a conventional rectangular wave switching method.
FIG. 11 is a block diagram showing a detailed configuration of a conventional Hall sensor.
FIG. 12 is a diagram illustrating the operation of a conventional Hall sensor output signal, angle section identification, and gate signal output in a 120-degree conduction method.
FIG. 13 is a diagram showing an example of a gate signal waveform in a conventional 120-degree conduction method.
[Explanation of symbols]
1

Resolver

2a, 2b Position detector
3 signal transmission line 4 rotor
5 Excitation coil 6 Secondary coil (SIN)
7 Secondary coil (COS) 8 Excitation circuit
9 Input interface circuit 10 Differential amplifier A
11 Differential amplifier B 12 R / D converter
15 Motor 16 DC power supply
17 Power converter 18a U-phase current detector
18b V-phase current detector 19 Gate drive circuit
20 Power Conversion Semiconductor
21a U-phase upper arm switching element
21b U-phase lower arm switching element
22a U-phase upper arm flywheel diode
22b U-phase lower arm flywheel diode
30 control arithmetic unit 31 current signal input circuit
32 Vector control arithmetic circuit
33a, 33b gate signal generation circuit 34 section identification means
36 Hall sensor 37 Rotating magnetic body
38a U-phase Hall element / Hall IC 38b V-phase Hall element / Hall IC
38c W-phase Hall element / Hall IC 40 Divider (TAN)
41 Divider (COT) 42 Angle detection calculation means
43 A / D converter (TAN) 44 A / D converter (COT)
45 Angle conversion means 46 Section identification means
47 output timing adjustment means 50 detection means
51 Tangent operation unit 52 Classification means (TAN)
53 Sorting means (COT) 54 Absolute value calculator (TAN)
55 Absolute value calculator (COT) 56 Comparator
57 Changeover switch.

Claims

An excitation signal is input to the excitation coil, and an induced voltage corresponding to the rotation angle θ of the rotor is applied to the secondary coil (SIN) as an amplitude modulation signal (SIN), and the secondary coil (COS) receives an amplitude modulation signal (COS). As output resolvers,
An amplitude modulation signal (SIN) and an amplitude modulation signal (COS) of the resolver are introduced, and an amplitude modulation signal (SIN) / amplitude modulation signal (COS) = amplitude ratio signal (TAN) and an amplitude modulation signal (COS) / Calculate amplitude modulation signal (SIN) = amplitude ratio signal (COT),
A rotor rotation angle position detecting device including a position detector for detecting a rotor rotation angle θ based on the calculated amplitude ratio signal (TAN) and amplitude ratio signal (COT).

The position detector classifies the rotation angle θ of the rotor into intervals of 30 degrees or intervals of 60 degrees based on the amplitude ratio signal (TAN) and the amplitude ratio signal (COT), and outputs a section division value. 2. The apparatus according to claim 1, further comprising means.

3. The rotor rotation angle position detecting device according to claim 2, wherein the position detector includes output timing adjusting means for outputting the section segmentation value by a predetermined angle or a predetermined time before or after a predetermined time.

The position detector has a means for detecting an amplitude-modulated signal (SIN), and determines, based on the sign of the detected amplitude-modulated signal (SIN), whether the rotation angle θ of the rotor is within an angle of 0 to 180 degrees or an angle of 180 to 360 degrees. The rotational angle position detecting device for a rotor according to any one of Claims 1 to 3, wherein

The position detector compares the absolute value of the amplitude ratio signal (TAN) with the absolute value of the amplitude ratio signal (COT),
When | amplitude ratio signal (TAN) | ≦ | amplitude ratio signal (COT) |, the amplitude ratio signal (TAN) is adopted,
When | amplitude ratio signal (TAN) |> | amplitude ratio signal (COT) |, the amplitude ratio signal (COT) is adopted to detect the rotation angle θ of the rotor. The rotational angle position detecting device for a rotor according to any one of the above items.

In a motor control device that includes a power conversion device having a built-in power element, and a control operation device that controls switching of the power element, and controls the motor by applying a resolver as an angle detection sensor of the motor.
An electric motor control device comprising the position detection device according to any one of claims 1 to 5.

A motor control device comprising: a power conversion device having a built-in power element; and a control operation device for controlling switching of the power element, wherein the motor control device controls the motor by applying a resolver as an angle detection sensor of the motor. An electric motor control device comprising the position detecting device according to claim 5, wherein the switching control signal of the power element is performed in synchronization with the section value according to claim 4.